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D类音频放大器介绍
发布时间:2021-04-04 18:43:18  阅读次数:

D类音频放大器介绍(图1)

1958年首次提出的D类放大器在最近几年变得越来越流行。什么是D类放大器?它们与其他类型的放大器相比如何?为什么对音频感兴趣的是D类?制作“优质”音频D类放大器需要什么?ADI D类放大器产品的功能是什么?在以下页面中找到所有这些问题的答案。


音频放大器背景

音频放大器的目标是忠实,高效且低失真地在产生声音的输出元件上以所需的音量和功率水平再现输入音频信号。音频频率范围约为20 Hz至20 kHz,因此放大器必须在此范围内具有良好的频率响应,驱动带限幅扬声器(如低音扬声器或高音扬声器)时,频率响应较小。功率能力因应用而异,从耳机的毫瓦到电视或PC音频的几瓦,再到“迷你”家庭立体声和汽车音频的数十瓦,再到更强大的家庭和商业用途的数百瓦,甚至更高音响系统-并在剧院或礼堂中充满声音。


音频放大器的直接模拟实现使用线性模式下的晶体管来创建输出电压,该输出电压是输入电压的缩放副本。正向电压增益通常很高(至少40 dB)。如果前向增益是反馈环路的一部分,则整个环路增益也将很高。经常使用反馈是因为高环路增益可改善性能-抑制前向路径中的非线性所引起的失真,并通过增加电源抑制(PSR)来降低电源噪声。


D类放大器的优势

在常规晶体管放大器中,输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。音频系统的许多可能实现方式包括A,AB和B类。与D类设计相比,即使是最高效的线性输出级,其输出级功耗也很大。这种差异为D类在许多应用中带来了显着优势,因为更低的功耗产生的热量更少,节省了电路板空间和成本,并延长了便携式系统中的电池寿命。


线性放大器,D类放大器和功耗

线性放大器输出级直接连接到扬声器(在某些情况下通过电容器)。如果在输出级中使用双极结型晶体管(BJT),则它们通常以线性模式工作,并具有较大的集电极-发射极电压。输出级也可以用MOS晶体管实现,如图1所示。


图1
图1. CMOS线性输出级。


在所有线性输出级中都会消耗功率,因为生成V OUT 的过程不可避免地会在至少一个输出晶体管中导致I DS 和V DS 不为零。功耗的大小在很大程度上取决于用于偏置输出晶体管的方法。


这一类拓扑结构使用晶体管作为一个直流电流源,能够提供由扬声器所需要的最大电流的音频中的一个。使用A类输出级可以达到良好的音质,但是功耗过大,因为通常会有大的直流偏置电流流入输出级晶体管(我们不想要的地方),而没有传递到扬声器(我们这样做的地方)。


所述B类的拓扑结构消除了直流偏置电流和耗散显著较少的功率。它的输出晶体管以推挽方式进行单独控制,从而使MH器件可以向扬声器提供正电流,而ML可以吸收负电流。这减少了输出级的功耗,仅通过晶体管传导信号电流。但是,由于当输出电流流过零且晶体管在导通和截止条件之间变化时的非线性行为(交叉失真),B类电路的音质较差。


AB类是A和B类的混合折衷方案,它使用了一些直流偏置电流,但比纯A类设计要少得多。较小的直流偏置电流足以防止交叉失真,从而实现良好的音质。功耗虽然在A类和B类极限之间,但通常更接近B类。需要一些类似于B类电路的控制,以允许AB类电路提供或吸收大的输出电流。


不幸的是,即使设计良好的AB类放大器也具有很大的功耗,因为其中档输出电压通常远离正电源轨或负电源轨。因此,大的漏源压降会产生显着的I DS × V DS瞬时功耗。


由于采用了不同的拓扑结构(图2),D类放大器的功耗比上述任何一种都要少得多。其输出级在正电源和负电源之间切换,以产生一系列电压脉冲。该波形对功耗无害,因为输出晶体管在不切换时电流为零,而在导通电流时具有低V DS ,因此具有较小的I DS ×V DS。


图2图2. D类开环放大器框图。


由于大多数音频信号不是脉冲序列,因此必须包括一个调制器,以将音频输入转换为脉冲。脉冲的频率内容既包括所需的音频信号,也包括与调制过程有关的大量高频能量。通常在输出级和扬声器之间插入一个低通滤波器,以最大程度地减少电磁干扰(EMI),并避免以过多的高频能量来驱动扬声器。为了保持开关输出级的功耗优势,滤波器(图3)需要无损(或接近无损)。滤波器通常使用电容器和电感器,唯一有意耗散的元素是扬声器。


图3
图3.差分开关输出级和LC低通滤波器。


图4比较了A类和B类放大器的理想输出级功耗(P DISS)与AD1994 D类放大器的测量损耗,并与给定扬声器音频功率(P LOAD)的关系(给定了音频正弦波信号) 。功率数被归一化为功率水平P LOAD max,在该功率水平下,正弦波被削波到足以引起10%的总谐波失真(THD)。垂直线表示开始削波的P LOAD。


图4
图4. Class A、Class B和Class D输出级中的功耗。


对于各种负载,尤其是在高值和中等值时,功耗的显着差异是显而易见的。削波开始时,D类输出级的耗散约为B类的2.5倍,比A类低27倍。请注意,A类输出级所消耗的功率大于传递给扬声器的功率–使用大的直流偏置电流的后果。


输出级功率效率Eff定义为


等式1


在削波开始时,对于A类放大器,Eff = 25%,对于B类放大器,Eff = 78.5%,对于D类放大器,Eff = 90%(见图5)。这些A类和B类的最佳情况值是教科书中经常引用的值。


图5
图5. A级、B级和D级输出级的功率效率。


在中等功率水平下,功耗和效率方面的差异会扩大。这对音频非常重要,因为响亮音乐的长期平均水平要比瞬时峰值(要接近P LOAD max)低得多(取决于音乐类型的5到20倍)。因此,对于音频放大器,[ P LOAD = 0.1× P LOAD max ]是评估P DISS的合理平均功率水平。在此级别上,D类输出级的功耗比B类小9倍,比A类小107倍。


对于具有10-W的音频放大器P LOAD最大值,平均P LOAD 1 W的可以被认为是一个现实的听觉水平。在此条件下,282毫瓦被耗散的d类输出级内,与2.53 W代表B类和30.2W¯¯为A级。在这种情况下,d类的效率在较高的功率减小到78% -从90%。但是,即使是78%的效率也要比B级和A级的效率要好得多,分别为28%和3%。


这些差异对系统设计有重要影响。对于高于1 W的功率水平,线性输出级的过度耗散需要采取显着的冷却措施,以避免不可接受的发热—通常通过使用大块金属板作为散热片,或者使用风扇将空气吹过放大器。如果放大器被实现为集成电路,则可能需要庞大且昂贵的热增强封装以促进热传递。这些考虑因素在诸如平面电视等空间有限的消费类产品或汽车音频(趋向于将更多频道数塞入固定空间的趋势)中繁重。


对于低于1 W的功率水平,浪费的功率比发热量要困难得多。如果使用电池供电,则线性输出级将比D类设计更快地消耗电池电量。在上面的示例中,D类输出级消耗的电源电流比B类少2.8倍,比A类少23.6倍-导致手机,PDA和MP3播放器等产品所用电池的寿命有很大差异。


为简单起见,到目前为止,分析仅集中于放大器输出级。但是,当考虑放大器系统中的所有功耗源时,在低输出功率水平下,线性放大器可以比D类放大器更有利。原因是生成和调制开关波形所需的功率在低电平时可能很大。因此,精心设计的中低功率AB类放大器的全系统静态功耗可以使其与D类放大器具有竞争力。不过,对于较高的输出功率范围,D类功耗无疑是优越的。


D类放大器术语以及差分和单端版本

图3显示了D类放大器中输出晶体管和LC滤波器的差分实现。该H桥有两个半桥开关电路,它们向滤波器提供相反极性的脉冲,该滤波器包括两个电感器,两个电容器和扬声器。每个半桥包含两个输出晶体管-连接到正电源的高侧晶体管(MH)和连接到负电源的低侧晶体管(ML)。此处的图显示了高端p MOS晶体管。高端n MOS晶体管通常用于减小尺寸和电容,但是需要特殊的栅极驱动技术来控制它们。


完整的H桥电路通常由单电源(V DD)供电,地线用于负电源端子(V SS)。对于给定的V DD和V SS,电桥的差分特性意味着它可以提供单端实现的两倍输出信号和四倍输出功率。半桥电路可以由双极电源或单电源供电,但单电源版本会在扬声器两端施加可能有害的直流偏置电压V DD / 2,除非添加了隔离电容器。


半桥电路的电源电压总线可以通过LC滤波器的大电感电流“泵送”超过其标称值。可以通过在V DD和V SS之间添加大的去耦电容器来限制泵浦瞬态的dV / dt 。全桥电路不会受到总线泵浦的影响,因为流入半桥之一的电感器电流会从另一半流出来,从而形成了一个局部电流环路,该环路对电源的影响最小。


音频D类放大器设计中的因素

较低的功耗为在音频应用中使用D类提供了强大的动力,但是对于设计人员而言,存在重大挑战。这些包括:

  • 选择输出晶体管尺寸

  • 输出级保护

  • 音质

  • 调制技术

  • 电磁干扰

  • LC滤波器设计

  • 系统成本


输出晶体管尺寸的选择

选择输出晶体管的尺寸可在各种信号条件下优化功耗。要确保在导通较大的I DS时V DS保持较小,则要求输出晶体管的导通电阻(R ON)必须较小(通常为0.1 ohm至0.2 ohm)。但是,这需要具有显着栅极电容(C G)的大型晶体管。切换电容的栅极驱动电路会消耗功率CV 2 f,其中C是电容,V是充电期间的电压变化,f 是开关频率。如果电容或频率太高,此“开关损耗”将变得过大,因此存在实际的上限。因此,晶体管尺寸的选择是在最小化导通期间的I DS × V DS 损耗与最小化开关损耗之间的权衡。在高输出功率水平下,传导损耗将主导功耗和效率,而在低输出水平下,损耗将受到开关损耗的主导。功率晶体管制造商试图最小化其器件的R ON × C G 乘积,以减少开关应用中的整体功耗,并在选择开关频率时提供灵活性。


保护输出级

必须保护输出级免受多种潜在危险条件的影响:

  • 过热:D类的输出级功耗虽然比线性放大器要低,但如果长时间强迫放大器提供非常高的功率,仍可能达到危害输出晶体管的水平。为了防止危险的过热,需要温度监控控制电路。在简单的保护方案中,当片上传感器测量的温度超过热关断时,输出级将关闭安全阈值,并保持关闭状态直至冷却。除了有关温度是否已超过关闭阈值的简单二进制指示之外,传感器还可以提供其他温度信息。通过测量温度,控制电路可以逐渐减小音量,降低功耗,并使温度保持在极限范围内,而不是在热关断事件期间强制出现可察觉的寂静时间。


  • 过大的电流流动在输出晶体管:低上如果正确连接了输出级和扬声器端子,则输出晶体管的电阻不是问题,但是如果这些节点之间或与正极或负极电源意外短路,则可能会产生大量电流。如果不加以检查,此类电流可能会损坏晶体管或周围电路。因此,需要电流感应输出晶体管保护电路。在简单的保护方案中,如果输出电流超过安全阈值,则会关闭输出级。在更复杂的方案中,电流传感器输出被反馈到放大器中-试图将输出电流限制在最大安全水平,同时允许放大器连续运行而无需停机。在这些方案中,如果尝试的限制被证明是无效的,则可以迫使关机作为最后的手段。


  • 欠压:仅当正电源电压足够高时,大多数开关输出级电路才能正常工作。如果存在欠压情况,电源太低,则会导致问题。此问题通常由欠压锁定电路处理,该电路仅在电源电压高于欠压锁定阈值时才允许输出级工作。


  • 输出晶体管的导通定时:本MH和ML输出级晶体管(图6)具有非常低的上电阻。因此,重要的是要避免同时打开MH和ML的情况,因为这将形成从V DD到晶体管的V SS的低电阻路径,以及大的直通电流。充其量,晶体管会发热并浪费功率。在最坏的情况下,晶体管可能会损坏。突破前先控制晶体管防止贯通条件,迫使两个晶体管的关闭开启一个之前。两个晶体管都关闭的时间间隔称为非重叠时间或空载时间。


图6
图6.输出级晶体管的先断后合开关。


音质

为了实现D类放大器的良好总体音质,必须解决几个问题。


  • 喀嗒声:放大器打开或关闭时发生的喀嗒声可能非常令人讨厌。但是,不幸的是,除非将放大器静音或取消静音,否则要仔细注意调制器状态,输出级时序和LC滤波器状态,否则它们很容易引入D类放大器。


  • 信噪比(SNR):为避免放大器本底噪声发出嘶嘶声,便携式应用的低功率放大器的SNR通常应超过90 dB,中功率设计的SNR通常应超过100 dB,大功率的设计则应超过110 dB设计。这对于多种放大器实现都是可以实现的,但是在放大器设计期间必须跟踪各个噪声源,以确保令人满意的总体SNR。


  • 失真机制:包括调制技术或调制器实现中的非线性-以及在输出级中用于解决直通电流问题的死区时间。


    通常在D类调制器输出脉冲的宽度中编码有关音频信号电平的信息。增加死区时间以防止输出级直通电流会引入非线性时序误差,这会在扬声器上产生失真,该失真与相对于理想脉冲宽度的时序误差成比例。避免直通的最短死区时间通常是将失真最小化的最佳方法。有关优化开关输出级失真性能的详细设计方法。


  • 失真的其他来源包括:输出脉冲的上升和下降时间不匹配,输出晶体管栅极驱动电路的时序特性不匹配以及LC低通滤波器组件的非线性。


  • 电源抑制(PSR):在图2的电路中,电源噪声几乎直接耦合到扬声器,而抑制却很小。发生这种情况是因为输出级晶体管通过非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。该滤波器可滤除高频噪声,但可以通过所有音频,包括噪声。有关单端和差分开关输出级电路中电源噪声影响的详细说明。


如果既没有解决失真问题又没有解决电源问题,则很难获得优于10 dB的PSR或优于0.1%的总谐波失真(THD)。更糟糕的是,THD往往是听起来不好的高阶类型。


幸运的是,对于这些问题有很好的解决方案。使用具有高环路增益的反馈(在许多线性放大器设计中都是如此)很有帮助。来自LC滤波器输入的反馈将大大改善PSR,并减弱所有非LC滤波器的失真机制。通过将扬声器包括在反馈环路中,可以减弱LC滤波器的非线性。设计良好的闭环D类放大器可达到PSR> 60 dB,THD <0.01%的发烧级音质。


反馈使放大器的设计复杂化,因为必须解决环路稳定性问题(高阶设计的重要考虑因素)。同样,连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息是必需的,因此控制回路必须包括模拟电路以处理反馈信号。在集成电路放大器的实现中,这可能会增加芯片成本。


为了最大程度地降低IC成本,一些供应商倾向于最小化或消除模拟电路内容。某些产品使用数字开环调制器,再加上模数转换器来检测电源变化,并调整调制器的行为以进行补偿,如进一步阅读3所述。这可以改善PSR,但不会解决任何问题。失真问题。其他数字调制器试图对预期的输出级时序误差进行预补偿,或者针对调制器的非理想性进行校正。这可以至少部分解决某些失真机制,但不是全部。这些类型的开环D类放大器可以处理容许相当宽松的声音质量要求的应用,但是为了获得最佳的音频质量,似乎需要某种形式的反馈。


调制技术

在大量相关研究和知识产权的支持下,D类调制器可以通过多种方式实现。本文仅介绍基本概念。


所有D类调制技术都将有关音频信号的信息编码为脉冲流。通常,脉冲宽度与音频信号的幅度有关,并且脉冲频谱包括所需的音频信号加上不希望的(但不可避免)的高频内容。在所有方案中,总的集成高频功率大致相同,这是因为时域波形中的总功率相似,并且根据Parseval定理,时域中的功率必须等于频域中的功率。但是,能量的分布差异很大:在某些方案中,低本底噪声之上是高能量音调,而在其他方案中,能量是经过整形的,因此消除了音调,但本底噪声更高。


最常见的调制技术是脉冲宽度调制(PWM)。从概念上讲,PWM将输入音频信号与以固定载频运行的三角或斜坡波形进行比较。这将在载波频率上产生脉冲流。在载波的每个周期内,PWM脉冲的占空比与音频信号的幅度成正比。在图7的示例中,音频输入和三角波均以0 V为中心,因此对于0输入,输出脉冲的占空比为50%。对于较大的正输入,它接近100%,对于较大的负输入,它接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度,则完全调制 发生时,脉冲序列停止切换,并且各个周期内的占空比为0%或100%。


图7
图7. PWM概念和示例。


PWM之所以具有吸引力,是因为它在几百千赫兹的PWM载波频率上允许100dB或更好的音频带SNR,其低至足以限制输出级的开关损耗。另外,许多PWM调制器在高达100%的调制度时都稳定,在概念上允许高输出功率-直至过载。但是,PWM存在几个问题:首先,在许多实现中,PWM过程会固有地增加失真;接下来,PWM载波频率的谐波会在AM无线电频段内产生EMI。最后,PWM脉冲宽度在接近全调制时变得非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动器电路中引起了问题-由于其驱动能力有限,它们无法以再现几纳秒宽度的短脉冲所需的过高速度正确开关。所以,上电阻,和扬声器阻抗。


PWM的替代方法是脉冲密度调制(PDM),其中给定时间窗口中的脉冲数与输入音频信号的平均值成比例。各个脉冲宽度不能像PWM中那样是任意的,而是被“量化”为调制器时钟周期的倍数。1位sigma-delta调制是PDM的一种形式。


Σ-Δ的大部分高频能量分布在很宽的频率范围内,而不像PWM那样集中在载波频率倍数的频调中,从而提供了Σ-Δ调制,具有比PWM潜在的EMI优势。在PDM采样时钟频率的图像上仍然存在能量;但使用3 MHz至6 MHz的典型时钟频率时,图像在音频频带之外-并被LC低通滤波器强烈衰减。


sigma-delta的另一个优点是,即使对于接近全调制的信号条件,最小脉冲宽度也只有一个采样时钟周期。这简化了栅极驱动器设计,并允许安全操作至理论全功率。但是,由于传统的1位调制器仅对50%的调制稳定,因此D类放大器中不经常使用1位sigma-delta调制(进一步阅读4)。同样,至少需要64倍的过采样才能获得足够的音频带SNR,因此典型的输出数据速率至少为1 MHz,并且功率效率受到限制。


近来,已经开发了自激式放大器。这种类型的放大器始终包括一个反馈环路,该环路的特性决定了调制器的开关频率,而不是外部提供的时钟。高频能量通常比PWM中的能量分布更均匀。由于有反馈,因此可以实现出色的音频质量,但是环路是自激的,因此很难与任何其他开关电路同步,或者很难在不首先将数字转换为模拟信号的情况下连接到数字音频源。


全桥电路(图3)可以使用“三态”调制来降低差分EMI。对于传统的差分操作,半桥A的输出极性必须与半桥B的极性相反。仅存在两种差分操作状态:输出A高,输出B低;和一个低与B高。但是,存在两个附加的共模状态,其中两个半桥输出的极性相同(均为高电平或均为低电平)。这些共模之一状态可以与差分状态结合使用以产生三态调制,其中LC滤波器的差分输入可以为正,0或负。0状态可以用来表示低功率电平,而不是像2状态方案那样在正状态和负状态之间切换。尽管实际上增加了共模EMI,但在0态期间LC滤波器中几乎没有发生差动,从而降低了EMI差。差分优势仅适用于低功率水平,因为必须仍然使用正和负状态为扬声器提供可观的功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对闭环放大器提出了设计挑战。


驯服EMI

D类放大器输出的高频分量值得认真考虑。如果不能正确理解和管理,这些组件可能会产生大量EMI,并破坏其他设备的运行。


有两种EMI值得关注:辐射到太空中的信号以及通过扬声器和电源线传导的信号。D类调制方案确定了传导和辐射EMI组件的基线频谱。但是,尽管具有基线频谱,某些板级设计技术仍可用于降低D类放大器发出的EMI。


一个有用的原理是最小化承载高频电流的环路的面积,因为相关EMI的强度与环路面积以及环路与其他电路的接近程度有关。例如,整个LC滤波器(包括扬声器接线)应尽可能紧凑地布置,并保持靠近放大器的位置。电流驱动和返回路径的走线应保持在一起,以最大程度地减小环路面积(在扬声器导线上使用双绞线会有所帮助)。另一个要注意的地方是在切换输出级晶体管的栅极电容时发生的大电荷瞬变。通常,这笔费用来自水库电容,形成包含两个电容的电流环路。可以通过最小化环路面积来减小此环路中瞬变的EMI影响,这意味着将存储电容尽可能地靠近其充电的晶体管。


有时将射频扼流圈与放大器的电源串联插入会很有帮助。如果放置得当,它们可以将高频瞬态电流限制在放大器附近的局部环路中,而不是沿电源线长时间导通。


如果栅极驱动器的非重叠时间很长,则来自扬声器或LC滤波器的感应电流会在输出级晶体管的端子处使寄生二极管正向偏置。当非重叠时间结束时,二极管上的偏置将从正向变为反向。在二极管完全关断之前,可能会流过大的反向恢复电流尖峰,从而造成麻烦的EMI源。可以通过使非重叠时间非常短来最大程度地减小此问题(也建议将音频失真最小化)。如果反向恢复行为仍然不可接受,则可以将肖特基二极管与晶体管的寄生二极管并联,以转移电流并防止寄生二极管永远导通。这是有帮助的,因为肖特基二极管的金属-半导体结本质上不受反向恢复作用的影响。


具有环形电感器芯的LC滤波器可以最大程度地减小放大器电流产生的杂散磁场线。如果要确保屏蔽不会使扬声器的电感线性度和音质下降到不可接受的程度,则可以通过屏蔽来减少廉价鼓芯的辐射,这是成本与EMI性能之间的良好折衷。


LC滤波器设计

为了节省成本和电路板空间,大多数用于D类放大器的LC滤波器是二阶低通设计。图3描绘了二阶LC滤波器的差分版本。扬声器用于衰减电路的固有共振。尽管扬声器阻抗有时近似为一个简单的电阻,但实际阻抗却更为复杂,并且可能包含大量的电抗成分。为了在滤波器设计中获得最佳效果,应该始终寻求使用一种准确的扬声器模型。


常见的滤波器设计选择是针对最低带宽,以使感兴趣的最高音频频率时滤波器响应的下垂最小化。如果对于高达20 kHz的频率要求小于1 dB的下降,则典型的滤波器具有40 kHz的巴特沃斯响应(以实现最大平坦的通带)。下表中的标称分量值给出了常见扬声器阻抗以及标准L和C值的近似巴特沃斯响应:

电感L
(μH)
电容C
(μF)
扬声器
电阻(欧姆)
带宽–3-dB
(kHz)
101.2450
151个641
220.68841

如果设计不包括来自扬声器的反馈,则扬声器的THD将对LC滤波器组件的线性敏感。


电感器设计因素:设计或选择电感器的重要因素包括铁心的电流额定值和形状以及绕组电阻。


额定电流:所选的磁芯的额定电流应高于预期的最大放大器电流。原因是,如果电流超过额定电流阈值并且磁通密度变得过高,许多电感器磁芯将发生磁饱和,从而导致电感的急剧降低。


电感是通过将导线缠绕在铁芯上而形成的。如果匝数很多,则与总导线长度相关的电阻会很大。由于此电阻串联在半桥和扬声器之间,因此一些输出功率会消散在其中。如果电阻太高,请使用较粗的电线或将磁芯换成其他材料,这种材料需要更少的电线匝数即可获得所需的电感。


最后,如上所述,不应忘记所使用的电感器形式会影响EMI。


系统成本

使用D类放大器的音频系统的总成本中有哪些重要因素?如何使成本最小化?


D类放大器的有源组件是开关输出级和调制器。可以以与模拟线性放大器大致相同的成本构建该电路。在考虑系统的其他组件时会发生真正的折衷。


D类的较低耗散节省了散热器或风扇等冷却设备的成本(和空间)。与线性放大器相比,D类集成电路放大器可以使用更小,更便宜的封装。当从数字音频源驱动时,模拟线性放大器需要D / A转换器(DAC)将音频转换为模拟形式。模拟输入D类放大器也是如此,但是数字输入类型有效地集成了DAC功能。


另一方面,D类的主要成本劣势是LC滤波器。这些组件(尤其是电感器)占用了电路板空间并增加了费用。在大功率放大器中,整个系统的成本仍然具有竞争力,因为LC滤波器的成本被冷却设备的大量节省所抵消。但是在对成本敏感的低功耗应用中,电感器的费用变得繁重。在极端情况下,例如手机便宜的放大器,放大器IC的价格可能比LC滤波器的总成本还便宜。同样,即使忽略金钱成本,LC滤波器占用的电路板空间在小尺寸应用中也可能成为问题。


为了解决这些问题,有时会完全消除LC滤波器,以创建无滤波器放大器。尽管失去了低通滤波的优势,但可以节省成本和空间。如果没有滤波器,则EMI和高频功耗会不可接受地增加-除非扬声器是电感性的,并且保持非常靠近放大器的位置,否则电流环路的面积将减小,并且功率水平将保持在较低水平。尽管在诸如手机之类的便携式应用中通常是可行的,但对于诸如家用立体声音响之类的高功率系统却是不可行的。


另一种方法是最小化每个音频通道所需的LC滤波器组件的数量。这可以通过使用单端半桥输出级来实现,这需要差分,全桥电路所需的Ls和Cs的一半。但是,如果半桥需要双极电源,则与产生负电源相关的费用可能会令人望而却步,除非已经为其他目的提供了负电源,或者放大器具有足够的音频通道以分摊负电源的成本。供应。另外,半桥可以由单电源供电,但这会降低输出功率,并且通常需要一个大的隔直电容。



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